信號(hào)完整性對(duì)EDA工具的挑戰(zhàn)

自從1958年研制成功第一塊集成電路以來，經(jīng)過40多年，集成電路的特征尺寸先后從最初的10μm縮小到5μm、1μm、0.5μm，1997前后進(jìn)入深亞微米階段（DSM），并向超深亞微米（VDSM）和納米級(jí)推進(jìn)。目前，DSM工藝和VDSM工藝已經(jīng)成為當(dāng)前主流生產(chǎn)技術(shù)，然而飛速發(fā)展的工藝技術(shù)給我們帶來巨大利益的同時(shí)，也使IC設(shè)計(jì)的復(fù)雜度日益增加，IC設(shè)計(jì)正面臨著信號(hào)完整性問題這一前所未有的挑戰(zhàn)，與此相關(guān)，如何有效地分析信號(hào)完整性成為EDA工具的瓶頸。

信號(hào)完整性概念

在介紹信號(hào)完整性概念前，我們先看一個(gè)在IC中常見的簡(jiǎn)單電路，如圖1（a）所示，該電路為端接邏輯門兩根互連線系統(tǒng)。在通常的情況下，電路設(shè)計(jì)師一般認(rèn)為兩根互連線的信號(hào)互不干擾，信號(hào)都能按理想的情況傳送到輸出端。然而進(jìn)入VDSM階段后，如果繼續(xù)按照前面的思想進(jìn)行IC設(shè)計(jì)，則設(shè)計(jì)出的芯片往往會(huì)出現(xiàn)功能紊亂、指標(biāo)降低或者成品率極低的問題。事實(shí)上，我們?cè)赩DSM條件下用EDA工具對(duì)該電路進(jìn)行仿真，并假設(shè)互連線1傳送頻率為1GHz的周期信號(hào)，而互連線2保持靜態(tài)（即0電位），結(jié)果在圖中的C節(jié)點(diǎn)和D節(jié)點(diǎn)得到的波形如圖1（b）所示。該結(jié)果也許會(huì)使我們大吃一驚，它與想象中的結(jié)果差異很大。從圖中可以發(fā)現(xiàn)，互連線2明顯受到了互連線1的干擾，從而導(dǎo)致在互連線2上出現(xiàn)了噪聲電壓，嚴(yán)重時(shí)將使反相器等邏輯門產(chǎn)生錯(cuò)誤的翻轉(zhuǎn)，從而導(dǎo)致邏輯錯(cuò)誤問題。這種情況的出現(xiàn)我們就稱之為信號(hào)完整性問題。

圖1 一個(gè)簡(jiǎn)單的電路

信號(hào)完整性(Signal Integrity)顧名思義是指信號(hào)通過傳播路徑后能否保持完整性，其較精確的定義是指信號(hào)在電路中以正確的時(shí)序和電壓做出響應(yīng)的能力。如果電路中信號(hào)能夠以要求的時(shí)序、持續(xù)時(shí)間和電壓幅度到達(dá)輸出端，則該電路具有較好的信號(hào)完整性。反之，當(dāng)信號(hào)不能正常響應(yīng)時(shí)，就出現(xiàn)了信號(hào)完整性問題。在集成電路發(fā)展初期，由于電路工作頻率較低，制造工藝較簡(jiǎn)單，IC設(shè)計(jì)具有成品率高、設(shè)計(jì)流程相對(duì)簡(jiǎn)單的特點(diǎn)，因此遠(yuǎn)未受到信號(hào)完整性問題的困擾。隨著IC制造工藝的飛速發(fā)展，特別是進(jìn)入VDSM工藝后，器件及金屬互連線尺寸及間距的迅速縮小，給IC設(shè)計(jì)帶來了一系列影響――互連線電阻的增大，線間耦合電容和耦合電感作用的增強(qiáng)，高的電流密度及更低的電源電壓等，這些因素直接作用的結(jié)果即引發(fā)嚴(yán)重的信號(hào)完整性問題，從而導(dǎo)致IC性能變差，功能紊亂，成品率和可靠性顯著降低的惡果。

IC中信號(hào)完整性問題

IC發(fā)展進(jìn)入VDSM階段后，由互連線引起的互連效應(yīng)（主要包括串?dāng)_和時(shí)延）、IRdrop、電遷移成為影響信號(hào)完整性的主導(dǎo)因素，這些因素相互作用，構(gòu)成了對(duì)IC設(shè)計(jì)的巨大挑戰(zhàn)。

互連效應(yīng)

互連效應(yīng)包括的范圍較為廣，通常包括串?dāng)_、時(shí)延、反射、過沖、下沖等，而這些因素又相互影響，交叉發(fā)生作用，例如在串?dāng)_電壓分析中，出現(xiàn)的過沖和下沖就是一個(gè)很好的例子（見后面的分析）。本文就IC中最主要的串?dāng)_和時(shí)延的影響進(jìn)行討論。

串?dāng)_

一個(gè)信號(hào)在傳輸通道上（通常稱為干擾線，Aggressor Line）傳輸時(shí)，因電磁耦合而對(duì)相鄰的互連線產(chǎn)生影響，被干擾線（Victim Line）表現(xiàn)為被注入了一定的耦合電壓和耦合電流，這就是串?dāng)_。一般來說，串?dāng)_是通過兩種途徑產(chǎn)生的：電容耦合、電感耦合。電容耦合是由于干擾源上的電壓變化在被干擾對(duì)象上引起感應(yīng)電流從而導(dǎo)致的電磁干擾，而感性耦合則是由于干擾源上的電流變化產(chǎn)生的磁場(chǎng)在被干擾對(duì)象上引起感應(yīng)電壓從而導(dǎo)致的電磁干擾。在早期IC設(shè)計(jì)中，串?dāng)_分析通常只考慮電容耦合的作用，但進(jìn)入VDSM后，互連線尺寸和間距的大幅度減少，耦合電感引起的串?dāng)_起著越來越不可忽視的作用，甚至超過了耦合電容引起的串?dāng)_。

前面圖1介紹的情況即是耦合作用引起的串?dāng)_的結(jié)果。下面以圖2所示的三根線系統(tǒng)為例，繼續(xù)說明幾種典型的影響串?dāng)_的情況，仿真所采用軟件為Synopsys公司的HSPICE。

圖2 三根線系統(tǒng)

1．電流流向?qū)Υ當(dāng)_的影響。 串?dāng)_是與方向有關(guān)的，這里我們做了兩種情況的信號(hào)仿真來分析。第一種情況是干擾線1和干擾線2電流流向相同，第二種情況是干擾線1和干擾線2電流流向相反，并假設(shè)干擾線的信號(hào)頻率均為1GHz。圖3給出了近端（節(jié)點(diǎn)C）和遠(yuǎn)端（節(jié)點(diǎn)D）的串?dāng)_波形。

圖3 電流方向?qū)Υ當(dāng)_的影響

從上圖3中可以發(fā)現(xiàn)，電流同向時(shí)遠(yuǎn)端串?dāng)_大于電流反向的遠(yuǎn)端串?dāng)_，但對(duì)于近端情況卻恰恰相反。同時(shí)，無論是電流反向還是電流同向，遠(yuǎn)端串?dāng)_都遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于近端串?dāng)_，因此在設(shè)計(jì)中需要綜合考慮這些因素。

2．互連線間距和長(zhǎng)度對(duì)串?dāng)_大小的影響。 在假設(shè)三根互連線具有相同長(zhǎng)度和間距的條件下，我們通過長(zhǎng)度和間距來分別分析串?dāng)_的變化。表1和表2給出了不同長(zhǎng)度和間距并且電流為同向時(shí)，干擾線遠(yuǎn)端和近端串?dāng)_的峰值。

由表可知，串?dāng)_電壓的大小與兩線的間距成反比，而與兩線的平行長(zhǎng)度成正比。在實(shí)際IC設(shè)計(jì)中進(jìn)行布線時(shí)，當(dāng)布線空間較小或布線密度較大時(shí)，應(yīng)慎重對(duì)待信號(hào)線之間的串?dāng)_問題，因?yàn)楦哳l信號(hào)線對(duì)與其相鄰的信號(hào)線的串?dāng)_可能會(huì)導(dǎo)致門級(jí)的誤觸發(fā)，而這樣的問題在電路調(diào)試的過程中是很難被輕易發(fā)現(xiàn)并妥善解決的。因此，在布線資源允許的條件下，應(yīng)盡可能地拉開線間距并減小兩根或多根信號(hào)線的平行長(zhǎng)度，這樣可以有效地抑制串?dāng)_。

3．干擾源信號(hào)頻率及上升時(shí)間對(duì)串?dāng)_的影響。 同2情況類似，我們改變信號(hào)的頻率和上升時(shí)間來分析串?dāng)_的變化。表3給出了在不同信號(hào)頻率下遠(yuǎn)端和近端串?dāng)_的峰值變化。圖4則給出了在信號(hào)頻率為1GHz時(shí)不同上升時(shí)間（從0.01nS至0.2nS）的串?dāng)_波形圖。

由表3可見，在IC中，信號(hào)頻率對(duì)串?dāng)_有著很大影響，并隨著信號(hào)頻率的增加，串?dāng)_也相應(yīng)變大。同時(shí)在圖4中可以知道，信號(hào)的上升/下降時(shí)間或邊沿變化（上升沿和下降沿）對(duì)串?dāng)_的影響也很大，邊沿變化越快，串?dāng)_越大。由于在VDSM IC設(shè)計(jì)中，具有快速上升時(shí)間的器件應(yīng)用越來越廣泛，因此對(duì)于這類器件，即使其信號(hào)頻率不高，在布線時(shí)也應(yīng)認(rèn)真對(duì)待以防止過大的串?dāng)_產(chǎn)生。

圖4 不同上升時(shí)間時(shí)遠(yuǎn)端和近端的串?dāng)_波形

時(shí)延

在IC中，信號(hào)的延遲分兩類：門延遲和互連線延遲。門延遲隨器件特征尺寸的縮小而不斷減小，而互連線延遲卻相應(yīng)增加。進(jìn)入VDSM工藝后，互連線的延遲超過門延遲而成為主導(dǎo)IC時(shí)延的主要因素。在VDSM IC中，互連延遲直接決定了時(shí)鐘頻率的上限,而時(shí)鐘頻率決定了芯片的總體性能(周期時(shí)間、存取時(shí)間、每秒執(zhí)行的指令)，因?yàn)椴徽撔酒拈_關(guān)速度有多快，晶體管在改變狀態(tài)之前必須等待下一個(gè)時(shí)鐘周期的到來。因此，對(duì)互連線延遲的分析在VDSM IC電路設(shè)計(jì)中具有十分重要的意義。

互連延遲的產(chǎn)生主要有兩個(gè)方面：一是因?yàn)殡娐窌r(shí)鐘頻率的提升，信號(hào)的波長(zhǎng)進(jìn)入毫米或者微米級(jí)，從而可以與互連線長(zhǎng)度相比擬，因此信號(hào)通過一定長(zhǎng)度的連線需要消耗幾個(gè)周期的時(shí)間，從而產(chǎn)生時(shí)延，該時(shí)延稱為傳播時(shí)延。二是由于互連線間的電容耦合和電感耦合作用而產(chǎn)生延遲，稱做串?dāng)_延遲（Crosstalk-Induced Delay）。電容和電感耦合作用的結(jié)果不僅在被干擾線上產(chǎn)生前面所介紹的串?dāng)_電壓，而且還會(huì)導(dǎo)致被干擾線的延遲增加。這從下面的例子可以體現(xiàn)出來，它同時(shí)也說明互連效應(yīng)的各種方面是相互作用的。

如圖5（a）所示的兩根線系統(tǒng)中，干擾線和被干擾線上的信號(hào)分別朝著相反的方向變化。當(dāng)兩線之間不存在電容和電感耦合作用的時(shí)候，很明顯被干擾線上的信號(hào)將如圖（b）中虛線所示，即僅僅產(chǎn)生傳播時(shí)延，同時(shí)信號(hào)不會(huì)失真。但是實(shí)際電路中，兩線間往往存在耦合電容Cc和耦合電感M的作用，因此被干擾線上的信號(hào)產(chǎn)生失真，并出現(xiàn)一個(gè)較大的延時(shí)。該延遲就是串?dāng)_延遲，它可能導(dǎo)致時(shí)序不收斂問題。

圖5 串?dāng)_時(shí)延示意圖

因此，為了有效地仿真和分析互連效應(yīng)引起的信號(hào)完整性問題，我們需要在EDA軟件中建立精確的互連線模型。而遺憾的是，雖然EDA工具已日趨成熟，但我們?nèi)匀狈Ω呔榷指咝实幕ミB模型及互連線網(wǎng)快速模擬算法。

電壓降IRdrop

IRdrop是指出現(xiàn)在IC中電源和地網(wǎng)絡(luò)上電壓下降的一種現(xiàn)象。IC通常會(huì)假設(shè)在芯片內(nèi)的電源為理想電源，它能在瞬間給芯片上的所有門單元(也包括宏單元)提供足夠大的電流從而使芯片上的電壓保持為統(tǒng)一的值。實(shí)際上，由于金屬連線的寬度越來越窄，導(dǎo)致它的電阻值上升，所以在整個(gè)芯片范圍內(nèi)將存在一定的IRdrop。圖6是一個(gè)典型的電源/地線網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。其中，Vpow是芯片的供電電源，它通過VDD Pad和VSS Pad將芯片工作所需的電壓送到芯片內(nèi)部。電源網(wǎng)絡(luò)VDD由電阻R11～R14組成，地線網(wǎng)絡(luò)VSS由R21～R24組成。G1～G4是構(gòu)成芯片的邏輯單元。為簡(jiǎn)化計(jì)算，以往我們?cè)谶M(jìn)行電路設(shè)計(jì)和分析時(shí)，往往會(huì)忽略電源/地線網(wǎng)絡(luò)上的電阻，即假定R11～R14、 R21～R24的電阻值均為零歐姆，從而得出各邏輯單元G1～G4的供電電壓均為理想的VDD。同樣，地線電壓也是理想值VSS。但實(shí)際上，電源網(wǎng)絡(luò)上的電阻是非零的。根據(jù)歐姆定律，當(dāng)有電流I流過電阻R時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生電壓降V=IR，這就是IRdrop這一術(shù)語的由來。

圖6 典型的電源網(wǎng)絡(luò)

相關(guān)研究指出，當(dāng)IRdrop較小時(shí)會(huì)引發(fā)時(shí)延問題，電源網(wǎng)絡(luò)上5%的IRdrop會(huì)使得相關(guān)路徑上的時(shí)延增加15%，這很有可能發(fā)生時(shí)延不收斂問題。而較大的IRdrop將會(huì)導(dǎo)致電路的功能錯(cuò)亂。進(jìn)行IRdrop分析的重要性由此可見一斑。

但是，目前現(xiàn)有的EDA工具在進(jìn)行IRdrop分析時(shí)存在一個(gè)普遍性的問題，即進(jìn)行時(shí)鐘樹綜合時(shí)大都以零偏差為目標(biāo)。在零偏差目標(biāo)分析中，往往會(huì)使得許多晶體管進(jìn)行同步開關(guān)切換。而同步切換對(duì)電源網(wǎng)格的影響是非常大的，會(huì)導(dǎo)致很大的瞬時(shí)IRdrop。此外，為減少路徑時(shí)延， EDA工具傾向于使各邏輯單元在時(shí)鐘信號(hào)的有效沿到來后的盡可能短的時(shí)間內(nèi)完成邏輯切換，這就使芯片中的大多數(shù)管子都集中工作在時(shí)鐘信號(hào)的有效觸發(fā)沿處，從而產(chǎn)生很大的IRdrop。因此如何在進(jìn)行其他分析的同時(shí)進(jìn)行IRdrop分析成為了EDA工具的一大挑戰(zhàn)。

電遷移

在金屬線中，電流是通過電子的不斷流動(dòng)來傳導(dǎo)的。電子在流動(dòng)中不斷地撞擊原子，當(dāng)電流密度達(dá)到一定值并持續(xù)一定時(shí)間后，會(huì)使金屬原子的位置發(fā)生改變，這種現(xiàn)象稱之為電遷移。隨著深亞微米IC芯片功耗的不斷增長(zhǎng)以及工作電壓的持續(xù)降低，信號(hào)線和電源/地網(wǎng)絡(luò)中傳送的電流越來越大，與此同時(shí)，金屬連線的寬度卻在不斷減小，因而導(dǎo)致金屬連線上的電流密度變得越來越大。在VDSM芯片中，最大的電流密度經(jīng)常會(huì)達(dá)到甚至超過1毫安/微米，由此而引起的電遷移現(xiàn)象變得越來越嚴(yán)重。

電遷移常常表現(xiàn)在經(jīng)過一段時(shí)間后芯片有時(shí)序或功能性的錯(cuò)誤。如果芯片中的某一根連線是惟一的，那么當(dāng)發(fā)生電遷移問題以后，會(huì)導(dǎo)致整個(gè)芯片的功能失效。如果一些連線本來就有冗余設(shè)計(jì)的考慮，例如電源網(wǎng)絡(luò)，當(dāng)發(fā)生電遷移問題后，其中的一部分連線會(huì)斷開，而其他部分的連線就會(huì)承受較大的IRdrop問題。如果因?yàn)殡娺w移而導(dǎo)致了線路間的短路，那就是整個(gè)芯片的失效。

總 結(jié)

在IC設(shè)計(jì)中如何有效地進(jìn)行信號(hào)完整性分析是EDA工具的一大挑戰(zhàn)，也是國(guó)際上學(xué)術(shù)界、工業(yè)界研究的熱點(diǎn)。就國(guó)內(nèi)EDA技術(shù)來說，雖然我國(guó)在上世紀(jì)80年代中期即組織攻關(guān)，90年代初開發(fā)了第一個(gè)具有自主知識(shí)產(chǎn)權(quán)的大規(guī)模集成電路設(shè)計(jì)軟件包――熊貓CAD軟件工具，使我國(guó)成為繼美、日等國(guó)之后能獨(dú)立開發(fā)大型ICCAD軟件系統(tǒng)的少數(shù)幾個(gè)國(guó)家之一。但畢竟受人力財(cái)力投入所限，EDA一直是我國(guó)IC產(chǎn)業(yè)的軟肋。在國(guó)際上，EDA市場(chǎng)完全被幾家大型公司所壟斷，他們分別是Synopsys、Cadence、Mentor和Magma等公司。針對(duì)VDSM的信號(hào)完整性問題，他們也各自推出了自己的解決方法，例如Synopsys推出的Galaxy Design Platform、Cadence推出的Encounter平臺(tái)、Magma推出的Blast Chip及Blast Fusion and Blast Noise等，這些工具均適用于VDSM下的信號(hào)完整性分析，但同時(shí)又存在各自的缺陷。在一個(gè)完整的IC設(shè)計(jì)中，為了達(dá)到一次設(shè)計(jì)成品率高、設(shè)計(jì)周期短、性能穩(wěn)定等目的，我們需要綜合每個(gè)公司工具的優(yōu)點(diǎn)而不是一個(gè)公司的工具來進(jìn)行設(shè)計(jì)，這也是一些IC設(shè)計(jì)公司通常采用的策略。因此，目前的EDA現(xiàn)狀告訴我們，對(duì)VDSM下信號(hào)完整性分析還不完善，我們需要利用不同工具進(jìn)行設(shè)計(jì)，缺乏一個(gè)強(qiáng)有力的完整的設(shè)計(jì)工具，同時(shí)隨著IC設(shè)計(jì)進(jìn)入納米級(jí)，信號(hào)完整性問題的影響將進(jìn)一步加劇，由此可見，EDA工具的發(fā)展任重而道遠(yuǎn)。

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